# Hardware-Dokumentation: Energieversorgung ## Inhaltsverzeichnis - [Hardware-Dokumentation: Energieversorgung](#hardware-dokumentation-energieversorgung) - [Inhaltsverzeichnis](#inhaltsverzeichnis) - [Übersicht](#übersicht) - [Primäre Energiequellen](#primäre-energiequellen) - [Interne Spannungsversorgungen](#interne-spannungsversorgungen) - [Systemarchitektur](#systemarchitektur) - [Detailbeschreibung](#detailbeschreibung) - [Externe Energiequellen](#externe-energiequellen) - [USB-C-Anschluss](#usb-c-anschluss) - [Debug-Anschluss](#debug-anschluss) - [Batteriesystem](#batteriesystem) - [Li-Ion-Akku](#li-ion-akku) - [Akkuschutzschaltung](#akkuschutzschaltung) - [Fuel Gauge](#fuel-gauge) - [Backup-Batterie (CR1220)](#backup-batterie-cr1220) - [Energiebilanzierung](#energiebilanzierung) - [Ausgangsdaten](#ausgangsdaten) - [Verbrauchsanalyse](#verbrauchsanalyse) - [Spannungswandlung](#spannungswandlung) - [Power-Multiplexer (Externe Quellen)](#power-multiplexer-externe-quellen) - [Ladeschaltung](#ladeschaltung) - [Buck-Boost-Wandler (3,3 V)](#buck-boost-wandler-33-v) - [SD-Karten-Schalter](#sd-karten-schalter) - [Low-Dropout-Regulator (3,3 V)](#low-dropout-regulator-33-v) - [VBackup-Multiplexer](#vbackup-multiplexer) - [Bauteilauslegung](#bauteilauslegung) - [N-Kanal-MOSFETs](#n-kanal-mosfets) - [P-Kanal-MOSFETs](#p-kanal-mosfets) - [Referenzen und Datenblätter](#referenzen-und-datenblätter) - [Energiemanagement-ICs](#energiemanagement-ics) - [USB-Erkennung](#usb-erkennung) - [Spannungsregler](#spannungsregler) - [Diskrete Halbleiter](#diskrete-halbleiter) ## Übersicht Das Energieversorgungssystem des PowerProfilers basiert auf einem dreistufigen Konzept: ### Primäre Energiequellen - **Externe Versorgung:** USB-C-Anschluss und Debug-Anschluss - **Hauptenergie:** 1S Li-Ion/LiPo-Akkupack (2×18650 parallel) - **Backup-Versorgung:** CR1220-Knopfzelle für RTC-Erhaltung ### Interne Spannungsversorgungen Das System generiert vier verschiedene Versorgungsspannungen: | Versorgung | Funktion | Quelle | Schaltbar | |------------|----------|---------|-----------| | **VDD** | Hauptversorgung (MCU, Sensoren, Flash) | [Buck-Boost-Wandler](#buck-boost-wandler-33-v) | ✓ | | **VDDSD** | MicroSD-Kartenslot | [Buck-Boost-Wandler](#buck-boost-wandler-33-v) | ✓ | | **VRTC** | RTC und MCU-VBAT | [VRTC-Multiplexer](#vrtc-multiplexer) | – | | **VBACKUP** | RTC-Backup | [CR1220-Zelle](#backup-batterie-cr1220) | – | ### Systemarchitektur ```mermaid graph TD subgraph "Externe Energiequellen" USBC[ USB-C-Anschluss ] DEBUG[ Debug-Anschluss ] end subgraph "Batteriesystem" LIPO[( Li-Ion Akkupack
2×18650 parallel )] PROTECTION[ Akkuschutzschaltung
XB4908A ] GAUGE[ Fuel Gauge
bq27441-G1 ] CR1220[( CR1220
Backup-Batterie )] end subgraph "Energiemanagement" CHARGER[ Ladeschaltung
BQ25672 ] DCDC[ Buck-Boost-Wandler
TPS63020 ] LDO[ LDO-Regler
XC6206P332MR-G ] PMUX_BACKUP[ VRTC-Multiplexer
Diskrete Lösung ] SDSWITCH[ SD-Schalter
P-MOSFET ] end subgraph "Versorgungsausgänge" VDD[ VDD
3,3V Haupt ] VDDSD[ VDDSD
3,3V SD-Karte ] VRTC[ VRTC
3,3V RTC ] VBACKUP[ VBACKUP
3V Backup ] end USBC --> CHARGER DEBUG --> CHARGER CHARGER <--> GAUGE GAUGE <--> PROTECTION PROTECTION <--> LIPO CHARGER --> DCDC CHARGER --> LDO DCDC --> VDD DCDC --> SDSWITCH --> VDDSD DCDC --> PMUX_BACKUP LDO --> PMUX_BACKUP PMUX_BACKUP --> VRTC CR1220 --> VBACKUP ``` ## Detailbeschreibung ### Externe Energiequellen #### USB-C-Anschluss Der USB-C-Anschluss dient der Datenübertragung und Energieversorgung. Das Gerät ist kompatibel mit: - Standard-PC/Laptop-USB-Anschlüssen - USB-C-Ladegeräten (Smartphone, Laptop) - USB Power Delivery (USB-PD) Quellen Die Ladeschaltung erkennt automatisch die verfügbare Stromstärke über: - **CC-Leitungen:** USB-C-konforme Stromerkennung (bis 3 A) - **Datenleitung-Analyse:** USB Battery Charging Detection (BCD) über bq24239 #### Debug-Anschluss Für den Betrieb mit ausschliesslich angeschlossenem Debugger kann über den Debug-Anschluss eine 5-V-Versorgung eingespeist werden. Aufgrund der typischerweise begrenzten Stromstärke von Debug-Adaptern ist der maximale Stromverbrauch auf 300 mA begrenzt. ### Batteriesystem #### Li-Ion-Akku **Konfiguration:** 2×18650-Zellen in Parallelschaltung **Verbindung:** Verschweisste Nickelstreifen mit integriertem NTC-Temperatursensor **Anschluss:** 4-polige Verbindung zur Hauptplatine | Anschluss | Funktion | |-----------|----------| | BAT+ | Positive Akkuspannung | | BAT- | Negative Akkuspannung (schaltbar durch Schutzschaltung) | | NTC | Temperatursensor | | GND | Referenzmasse für NTC | Die separate GND-Verbindung für den NTC-Sensor verhindert Potentialprobleme bei ausgelöster Schutzschaltung, da der Temperatursensor weiterhin an einer definierten Referenz angeschlossen bleibt. #### Akkuschutzschaltung **Baustein:** XB4908A (XySemi) **Typ:** Integrierte Li-Ion-Schutzschaltung mit MOSFETs Die Schutzschaltung überwacht und schützt vor: - **Überladung:** Abschaltung bei >4,30 V, Wiedereinschaltung bei <4,10 V - **Tiefentladung:** Abschaltung bei <2,4 V, Wiedereinschaltung bei >3,0 V - **Überstrom:** Schutz bei >6 A (Entladung) bzw. >4 A (Ladung) **Schlüsselparameter:** | Parameter | Symbol | Wert | |-----------|--------|------| | Betriebsstrom | I_OPE | typ. 3,3 μA | | Standby-Strom | I_PD | typ. 1,8 μA | | Innenwiderstand | R_SS(on) | typ. 13,5 mΩ | | Thermischer Widerstand | θ_JC | 100 K/W | ##### Thermische Auslegung: Bei einem Dauerstrom von 2 A über den Schutz-MOSFET ergibt sich: $$P_{loss} = R_{SS(on)} \cdot I^2 = 20\text{ mΩ} \cdot (3\text{ A})^2 = 180\text{ mW}$$ Dies führt zu einer Temperaturerhöhung von: $$\Delta T = P_{loss} \cdot \theta_{JC} = 180\text{ mW} \cdot 100\text{ K/W} = 18\text{ K}$$ #### Fuel Gauge **Baustein:** bq27441-G1 (Texas Instruments) **Shunt-Widerstand:** 0,01 Ω (1206-Gehäuse für Kelvin-Verbindung) Die Fuel Gauge überwacht kontinuierlich: - Akkuspannung und -strom - Ladezustand (State of Charge, SOC) - Verbleibende Kapazität - Gesundheitszustand (State of Health, SOH) ##### Temperaturerfassung: - **Betriebsmodus:** Temperaturwerte vom Lader-IC über I²C - **Ruhemodus:** Interner Temperatursensor der Fuel Gauge - **Übergangsstrategie:** Gesteuerte Umschaltung durch RTC-Wake-up ```mermaid stateDiagram-v2 [*] --> Aktiv: Gerät eingeschaltet Aktiv --> Nachlauf: Gerät ausgeschaltet Nachlauf --> Tiefschlaf: Temperatur stabil
oder 1h vergangen Tiefschlaf --> Aktiv: Gerät eingeschaltet note right of Nachlauf DC/DC-Wandler wird periodisch von RTC gestartet für Temperaturübertragung end note note left of Tiefschlaf DC/DC-Wandler ausgeschaltet Fuel Gauge verwendet internen Temperatursensor end note ``` #### Backup-Batterie (CR1220) **Typ:** Lithium-Knopfzelle CR1220 **Funktion:** Backup-Versorgung für RTC bei Akkuausfall **Lebensdauer:** >10 Jahre (bei primärer Versorgung über Li-Ion-Akku) ### Energiebilanzierung Um die Tiefentladung des Akkupacks zu verhindern, schaltet das System bei Unterschreitung einer kritischen Akkuspannung (3,0 V) in einen Deep-Power-Down-Modus. In diesem Zustand werden Lader und Fuel Gauge in energiesparende Modi versetzt. **Power-Management-Strategie:** ```mermaid stateDiagram-v2 [*] --> Normalbetrieb Normalbetrieb --> DeepPowerDown: Akkuspannung < 3,0 V DeepPowerDown --> Aufwachen: Externe Versorgung
angeschlossen Aufwachen --> Normalbetrieb: MCU startet System note right of DeepPowerDown • Lader in Ship-Modus • Fuel Gauge in Shutdown • Minimaler Stromverbrauch end note note left of Aufwachen • Lader erwacht automatisch • MCU muss Fuel Gauge über GP-Pin aktivieren end note ``` #### Ausgangsdaten **Akkukonfiguration:** 2×18650-Zellen parallel | Parameter | Spezifikation | Konservative Auslegung | |-----------|---------------|------------------------| | Nennkapazität | 2×3200 mAh | 2×2600 mAh | | Nutzbare Kapazität | 6400 mAh | 5200 mAh | | Nach Alterung (80%) | 5120 mAh | 4160 mAh | | **Kritische Reserve** | **640 mAh** | **41 mAh** | Die kritische Reserve ist die verfügbare Energie zwischen 3,0 V (Deep-Power-Down-Schwelle) und 2,5 V (chemisch kritische Spannung). #### Verbrauchsanalyse **Stromverbrauch im Deep-Power-Down-Modus (Worst Case):** | Baustein | Stromverbrauch | Bemerkung | |----------|----------------|-----------| | XB4908A (Akkuschutz) | 6 μA | Datenblattangabe | | bq27441-G1 (Fuel Gauge) | 1 μA | Geschätzt (typ. 0,6 μA) | | BQ25672 (Lader) | 1 μA | Ship-Modus | | **Gesamtverbrauch** | **8 μA** | | **Standzeit-Berechnung:** $$t_{standby} = \frac{Q_{reserve}}{I_{total}} = \frac{41\text{ mAh}}{8\text{ μA}} = 5125\text{ h} = 213\text{ Tage}$$ Diese Standzeit von über 7 Monaten gewährleistet ausreichend Schutz vor Tiefentladung, selbst unter Worst-Case-Bedingungen und ohne Berücksichtigung der Selbstentladung. ### Spannungswandlung #### Ladeschaltung **Hauptbaustein:** BQ25672 (Texas Instruments) **Typ:** Hochintegrierter Buck-Boost-Lader mit integriertem Power-Multiplexer Der BQ25672 wurde als Hauptladeschaltung gewählt und bietet alle erforderlichen Funktionen in einem einzigen IC. **Kernfunktionen des BQ25672:** - Integrierter bidirektionaler Power-Multiplexer für externe Quellen - Einstellbarer Ladestrom bis 4,5 A (über I²C) - Einstellbare Eingangsstrombegrenzung bis 3 A - Buck-Boost-Architektur für optimale Effizienz - Automatische USB-Ladegeräteerkennung (USB BC1.2, USB-C, HVDCP) - Ship-Modus für minimalen Stromverbrauch - Integrierte Power-MOSFETs und Schutzfunktionen **Systemintegration:** ```mermaid graph LR USBC[USB-C-Anschluss] --> MUX[Integrierter Power-MUX] DEBUG[Debug-Anschluss] --> MUX MUX --> CHARGER[BQ25672 Core] USBC -- CC1/CC2 --> MCU[Mikrocontroller] MCU -- I²C --> CHARGER CHARGER --> SYSTEM[Systemversorgung] ``` **Vorteile der integrierten Lösung:** - Reduzierte Bauteilanzahl durch integrierten Power-Multiplexer - Optimierte Effizienz durch abgestimmte Regelkreise - Vereinfachtes Layout ohne externe MOSFETs für Quellenumschaltung - Automatische Ladegeräteerkennung ohne zusätzliche ICs #### Buck-Boost-Wandler (3,3 V) **Baustein:** TPS63020 (Texas Instruments) **Funktion:** Hauptspannungsversorgung für MCU, Sensoren und Flash-Speicher Der TPS63020 wurde aufgrund der variablen Li-Ion-Akkuspannung (3,0 V - 4,2 V) als Buck-Boost-Wandler ausgewählt. ##### Technische Vorteile: - Sehr hohe Effizienz über den gesamten Eingangsspannungsbereich - Integrierte Power-MOSFETs (kein externes Switching erforderlich) - Hohe Schaltfrequenz → kompakte Induktivitäten möglich - Ultra-low Shutdown-Strom bei Deaktivierung ##### DC/DC-Enable-Logik (Soft-Latch-System) ![DC/DC Enable Logik](img/power_dcdc_enable.svg) ###### Übersicht Die Schaltung realisiert eine intelligente "Soft-Latch"-Funktion zur Ansteuerung des Haupt-DC/DC-Wandlers. Sie ermöglicht das Ein- und Ausschalten durch verschiedene Signalquellen sowie einen dedizierten Software-Befehl bei minimalstem Ruhestrom. ###### Funktionsbeschreibung Die zentrale Steuerleitung **DC/DC Enable** wird durch Pull-Down-Widerstand R6 (1,8MΩ) im Ruhezustand auf LOW gehalten. Ein HIGH-Pegel aktiviert den DC/DC-Wandler. **Einschaltvorgang:** Mehrere diodenentkoppelte Signalquellen können das System aktivieren: - **Active-Low-Quellen:** Button, RTC, Fuel Gauge (über D1-D3 direkt zu Q2-Gate) - **Active-High-Quellen:** VBUS USB, VDEBUG (über D4/D5 → Q1 → Q2-Gate-Inverter) **Selbsthaltung (Latching):** Sobald 3V3 DC/DC stabil ist, wird diese über R5 und D6 auf die Enable-Leitung zurückgeführt. Die Diode D6 verhindert Rückfluss von VRTC zur 3,3V-Schiene. **Ausschaltvorgang:** Ein HIGH-Signal am GPIO OFF schaltet Q3 durch, der die Enable-Leitung aktiv auf GND zieht und die Selbsthaltung überstimmt. ###### Schlüsselkomponenten - **Multi-Input-OR-Gatter:** Dioden D1-D5 + Transistoren Q1/Q2 - **Ausschalt-Schalter:** Q3 für zuverlässige Enable-Beendigung - **Stützkondensator C3:** Überbrückt kritische Versorgungsunterbrechungen während QON-Taster-Reset. Wenn der Lader durch langes Drücken des QON-Tasters einen System-Reset durchführt, fällt VSYS für ca. 400ms aus und damit auch die DC/DC-Ausgangsspannung. C3 hält das ENABLE-Signal während dieser kritischen Phase stabil, sodass der DC/DC-Wandler sofort wieder einschaltet, sobald VSYS zurückkehrt. Ohne C3 würde der Mikrocontroller keine Speisung erhalten und das System nicht mehr starten. - **Entprell-Kondensator C2:** RC-Tiefpassfilter für sauberes Taster-Signal - **Shutdown-Filter C1/R1/R2:** Schutz vor versehentlichem Ausschalten durch Störimpulse - **Schutzwiderstand R3:** Strombegrenzung bei gleichzeitigen Ein-/Ausschaltbefehlen #### SD-Karten-Schalter **Implementation:** P-Kanal-MOSFET (Load Switch) **Steuerung:** Mikrocontroller-GPIO mit RC-Gatebeschaltung SD-Karten können auch im Idle-Zustand signifikanten Stromverbrauch aufweisen. Der schaltbare SD-Kartenslot ermöglicht eine vollständige Trennung der Versorgung bei Nichtbenutzung. **RC-Gatebeschaltung:** Um hohe Stromspitzen auf die Kondensatoren der SD-Karte zu vermeiden, wird das Gate des P-MOSFETs über eine RC-Schaltung angesteuert. Dies sorgt für eine kontrollierte Anstiegszeit der Versorgungsspannung. #### Low-Dropout-Regulator (3,3 V) **Baustein:** XC6206P332MR-G (Torex) **Funktion:** RTC- und VBAT-Versorgung bei deaktiviertem DC/DC-Wandler ##### Schlüsselparameter: - Eigenverbrauch: 1 μA (typisch) - Dropout-Spannung: 160 mV @ 100 mA - Ausgangsspannung: 3,3 V ±2% **Dropout-Verhalten:** Bei Akkuspannungen unter 3,3 V arbeitet der LDO im Dropout-Bereich, wobei die Ausgangsspannung der Eingangsspannung minus Dropout-Spannung folgt. Dies kann zu I²C-Pegelkonflikten führen, weshalb der VRTC-Multiplexer bei aktivem DC/DC-Wandler auf VDD umschaltet. #### VRTC-Multiplexer **Implementation:** Diskrete Lösung mit Schottky-Dioden und P-Kanal-MOSFET **Funktion:** Intelligente Umschaltung zwischen DC/DC-Wandler und LDO für VRTC ![VRTC-Multiplexer Schaltung](img/power_backup_mux.svg) **Funktionsprinzip:** **LDO-Betrieb (DC/DC-Wandler inaktiv):** Bei ausgeschaltetem DC/DC-Wandler wird das Gate von `Q1` über `R2` nach GND gezogen, wodurch der N-Kanal-MOSFET ausgeschaltet bleibt. Das Gate von `Q2` wird über `R5` auf die Spannung an der Source gezogen, wodurch auch dieser P-Kanal-MOSFET ausgeschaltet bleibt. Die Versorgung von `VRTC` erfolgt über die Schottky-Diode `D1` direkt vom LDO. **DC/DC-Betrieb (DC/DC-Wandler aktiv):** Beim Einschalten des DC/DC-Wandlers wird von diesem das `Power Good`-Signal (Open-Drain-Ausgang) zunächst auf GND gezogen. `Q1` bleibt sperrend, der Mikrocontroller verbleibt im Reset-Zustand. Sobald die Ausgangsspannung des DC/DC-Wandlers stabil ist, schaltet dieser den Open-Drain-Ausgang `Power Good` frei, wodurch das Gate von `Q1` über `R1` auf 3,3 V gezogen wird. `Q1` wird leitend und zieht folglich das Gate von `Q2` über den leitenden `Q1` auf GND, wodurch auch `Q2` leitend wird. Der Stromfluss vom LDO über `D1` wird unterbunden, da die Ausgangsspannung des LDO gleich gross oder kleiner als die des DC/DC-Wandlers ist. Die Versorgung von `VRTC` erfolgt nun direkt über `Q2` vom DC/DC-Wandler. **Prioritätenschema:** 1. **Priorität 1:** VDD (DC/DC-Wandler aktiv) - Direktversorgung über `Q2` 2. **Priorität 2:** LDO-Ausgang (DC/DC-Wandler inaktiv) - Versorgung über `D1` **Systemvorteile:** - Unterbrechungsfreie Versorgung der RTC während Umschaltungen - Einheitliche Signalpegel für I²C-Kommunikation bei aktivem DC/DC-Wandler - Automatische Umschaltung ohne Mikrocontroller-Eingriff - Minimaler Spannungsabfall durch direkte MOSFET-Schaltung bei hoher Priorität - Sequenzielle Aktivierung verhindert Spannungsspitzen während des Starts ## Bauteilauslegung ### Ladeelektronik Basierend auf den Anforderungen des Designs (max. Ladestrom 4,5 A, max. Eingangsstrom 3 A) und der System-Topologie (BQ25672, TPS63020) wurden die folgenden Hauptkomponenten für die Leistungselektronik ausgewählt und bewertet. #### Induktivitäten Es werden zwei unterschiedliche, für ihren jeweiligen Zweck optimierte Induktivitäten verwendet. **Lader (BQ25672):** - **Betriebspunkt:** f_SW = 750 kHz (Modus für hohe Effizienz) - **Benötigte Induktivität:** L = 2,2 μH - **Gewähltes Bauteil:** FTC404030S2R2MGCA (Cjiang) **Begründung:** Die Auswahl erfolgte aufgrund der hohen Robustheit des Bauteils. Die Nennströme der Induktivität bieten eine grosse Sicherheitsmarge gegenüber den Anforderungen der Applikation: - **Thermischer Nennstrom (I_rms):** 8,5 A (deutlich über dem max. Ladestrom von 4,5 A, was eine geringe Eigenerwärmung sicherstellt) - **Sättigungsstrom (I_sat):** 9,5 A (deutlich über dem zu erwartenden Spitzenstrom von ca. 5,3 A, was eine hohe Stabilität des Wandlers garantiert) **Systemwandler 3,3 V (TPS63020):** - **Betriebspunkt:** f_SW ≈ 2,4 MHz - **Benötigte Induktivität:** L ≈ 1,0 μH - **Gewähltes Bauteil:** FTC252010S1R0MBCA (Cjiang) **Begründung:** Die Auswahl erfolgte im Hinblick auf optimale elektrische Performance und kompakte Baugrösse für den Low-Power-Wandler: - **Induktivität:** Der Wert von 1,0 μH ist ideal für das schnelle Einschwingverhalten (Transient Response) des hochfrequenten TPS63020-Reglers - **Baugrösse:** Mit 2,5 × 2,0 mm ist die Spule angemessen klein für diesen Schaltungsteil - **Strombelastbarkeit:** Die Nennströme (I_rms = 4,1 A, I_sat = 4,8 A) sind für die maximale Last von 300 mA massiv überdimensioniert und stellen kein Risiko dar #### Eingangs-MOSFETs Für den bidirektionalen Eingangs-Schalter wird ein Dual-N-Kanal-MOSFET in Back-to-Back-Konfiguration (Common Drain) eingesetzt. **Gewähltes Bauteil:** AON5820 (Alpha & Omega Semiconductor) **Betriebsbedingungen (Worst-Case):** Eingangsstrom I_IN(max) = 3 A, Gate-Ansteuerung V_GS ≥ 6 V **Berechnung der Verlustleistung und Erwärmung:** Die Berechnung basiert auf dem maximalen "heissen" Widerstand des Bauteils, um eine sichere Auslegung zu gewährleisten. *Bestimmung des R_DS(on):* - Maximaler Widerstand bei 25°C aus Datenblatt: R_DS(on)@25°C,4.5V = 9,5 mΩ - Temperaturkoeffizient für 125°C (aus Fig. 4): k_T ≈ 1,6 - "Heisser" Widerstand pro FET: R_DS(on),hot = R_DS(on)@25°C × k_T = 9,5 mΩ × 1,6 = 15,2 mΩ *Gesamtwiderstand der Back-to-Back-Schaltung:* $$R_{total,hot} = 2 \times R_{DS(on),hot} = 2 \times 15,2\text{ mΩ} = 30,4\text{ mΩ}$$ *Spannungsabfall bei 3 A:* $$V_{Abfall} = I_{IN} \times R_{total,hot} = 3\text{ A} \times 0,0304\text{ Ω} ≈ 91\text{ mV}$$ *Verlustleistung bei 3 A:* $$P_{Verlust} = I_{IN}^2 \times R_{total,hot} = (3\text{ A})^2 \times 0,0304\text{ Ω} ≈ 274\text{ mW}$$ *Resultierende Temperaturerhöhung (ΔT):* - Thermischer Widerstand aus Datenblatt: R_θJA = 75°C/W (Max, Steady-State) - ΔT = P_Verlust × R_θJA = 0,274 W × 75°C/W ≈ 20,5°C **Bewertung:** Eine maximale Verlustleistung von ca. 274 mW führt zu einer Erwärmung von ca. 21°C über der Umgebungstemperatur. Dies ist thermisch unkritisch und liegt weit innerhalb der Spezifikationen des Bauteils. Ein Platinenlayout, das die Kühlfläche des zentralen Drain-Pads berücksichtigt ("Best Practice"), ist für eine zuverlässige Wärmeabfuhr ausreichend. ### N-Kanal-MOSFETs **Baustein:** AO3400A **Anwendung:** Digitale Schalter und Inverter Da N-Kanal-MOSFETs in diesem Design ausschliesslich für Logikfunktionen eingesetzt werden und nicht in Hochstromkreisen, genügt ein kostengünstiger Standard-Typ. Der AO3400A bietet ausreichende Parameter für alle Logic-Level-Anwendungen. **Alternative:** Jeder andere Logic-Level-N-Kanal-MOSFET kann verwendet werden. ### P-Kanal-MOSFETs #### Allgemeine Anwendungen **Baustein:** AO3401A **Anwendung:** Digitale Schalter und Load-Switches Für allgemeine P-Kanal-MOSFET-Anwendungen (analoge Ergänzung zum AO3400A) wird der AO3401A als kostengünstiger Standard-Typ eingesetzt. Er bietet ausreichende Parameter für alle Logic-Level-Anwendungen bei geringen bis mittleren Strömen. **Alternative:** Jeder andere Logic-Level-P-Kanal-MOSFET kann verwendet werden. #### Hochstrom-Anwendungen **Baustein:** AON5820 für BQ25672-Schalter, AO3401A für SD/VRTC-Schalter **Anwendungen:** Bidirektionale Schalter (BQ25672), VRTC-Schalter, SD-Kartenversorgung ##### MOSFET-Verteilung nach Anwendung: - **AON5820 (N-Channel):** Bidirektionale Schalter im BQ25672 (Ladungspumpe verfügbar) - **AO3401A (P-Channel):** SD-Karten- und VRTC-Schalter (nur 3,3V-Logik verfügbar) Diese differenzierte Auswahl optimiert sowohl die elektrischen Eigenschaften als auch die Ansteuerungskompatibilität. ##### Anwendung im VRTC-Schalter: Der VRTC-Pfad erfordert nur unidirektionalen Schutz (DC/DC → VRTC), daher genügt ein einzelner P-Channel MOSFET: - **Konfiguration:** Source an 3,3V (DC/DC), Drain an VRTC - **Logik:** Gate LOW → VRTC aktiv, Gate HIGH → VRTC getrennt - **Vorteil:** Bei Ausfall bleibt VRTC isoliert vom DC/DC-Converter ##### Thermische Auslegung (VRTC-Schalter bei 2 mA): Bei den geringen Strömen im VRTC-Pfad ist die Verlustleistung vernachlässigbar: $$P_{loss} = I^2 \times R_{DS(on)} = (2\text{ mA})^2 \times 50\text{ mΩ} ≈ 0,2\text{ μW}$$ ##### Anwendung bei SD-Kartenversorgung: Für die SD-Kartenversorgung wird der **AO3401A** (P-Channel) verwendet, da nur 3,3V Gate-Spannung verfügbar ist. ##### MOSFET-Auswahl für 3,3V-Logik: - **Problem mit N-Channel (AON5820):** VGS = 3,3V reicht nicht für vollständiges Durchschalten - **Lösung P-Channel (AO3401A):** VGS = 0V → EIN, VGS = 3,3V → AUS - **RDS(on) bei VGS = -3,3V:** 50 mΩ typ. (deutlich besser als N-Channel bei unzureichender VGS) ##### Thermische Auslegung (SD-Karte bei Schreibvorgängen): - Maximaler Schreibstrom: 100 mA (kurzzeitig) - Verlustleistung: $P_{loss} = I^2 \times R_{DS(on)} = (100\text{ mA})^2 \times 50\text{ mΩ} = 500\text{ μW}$ - Temperaturerhöhung: $\Delta T = 500\text{ μW} \times 250\text{ K/W} = 0,125\text{ K}$ - **Spannungsabfall:** $V_{drop} = I \times R_{DS(on)} = 100\text{ mA} \times 50\text{ mΩ} = 5\text{ mV}$ ##### Soft-Start-Auslegung mittels RC-Gatebeschaltung: Die SD-Karte ist mit 10 μF + 100 nF gepuffert. Um Einschaltströme zu begrenzen, wird eine RC-Schaltung am Gate implementiert: ###### Auslegungskriterien: - Kondensatorladung: $Q = C \times V = 10,1\text{ μF} \times 3,3\text{ V} = 33,3\text{ μC}$ - Zulässiger Ladestrom: $I_{max} = 100\text{ mA}$ (thermisch unkritisch) - Mindest-Anstiegszeit: $t_{rise,min} = \frac{Q}{I_{max}} = \frac{33,3\text{ μC}}{100\text{ mA}} = 333\text{ μs}$ ###### RC-Dimensionierung: - Gate-Kapazität des AO3401A: $C_{gate} ≈ 350\text{ pF}$ - Mindest-Gate-Zeitkonstante: $\tau_{gate,min} = \frac{t_{rise,min}}{3} ≈ 100\text{ μs}$ - **Auslegungsformel:** $R_{min} = \frac{\tau_{gate,min}}{C_{gewählt}}$ ###### Praktische Beispiele: - Mit C = 100 nF: $R_{min} = \frac{100\text{ μs}}{100\text{ nF}} = 1\text{ kΩ}$ - Mit C = 10 nF: $R_{min} = \frac{100\text{ μs}}{10\text{ nF}} = 10\text{ kΩ}$ - Mit C = 1 nF: $R_{min} = \frac{100\text{ μs}}{1\text{ nF}} = 100\text{ kΩ}$ ###### Empfohlene Beschaltung: - **Mindestempfehlung:** R = 1 kΩ, C = 100 nF (schnell und verfügbar) - **Konservativ:** R = 10 kΩ, C = 10 nF (langsamere Flanken) ###### Bewertung 1 kΩ/100 nF: - Anstiegszeit: ≈ 300 μs (3 × τ = 3 × 100 μs) - Ladestrom bleibt unter 100 mA - Spannungsabfall nur 5 mV → vernachlässigbar - Schnelle SD-Karten-Verfügbarkeit für zeitkritische Anwendungen Alle Anwendungsfälle liegen deutlich innerhalb der Spezifikationsgrenzen. ## Referenzen und Datenblätter Alle Datenblätter der verwendeten Bauteile sind in diesem Repository verfügbar: ### Energiemanagement-ICs - **[XB4908A](datasheets/LiIon%20Protection/XB4908.pdf)** - Li-Ion-Schutzschaltung mit integrierten MOSFETs (XySemi) - **[bq27441-G1](datasheets/Fuel%20Gauge/bq27441-g1.pdf)** - Fuel Gauge IC (Texas Instruments) - **[BQ25672](datasheets/Charger/bq25672.pdf)** - Hochintegrierter Buck-Boost-Lader mit Power-Multiplexer (Texas Instruments) ### USB-Erkennung - **[bq24230](datasheets/USB%20Detection/bq24230.pdf)** - USB-Ladegeräteerkennung und -charakterisierung (Texas Instruments) ### Spannungsregler - **[TPS63020](datasheets/DC-DC%20Converter/tps63020.pdf)** - Hocheffizienter 3,3-V-Buck-Boost-Wandler (Texas Instruments) - **[XC6206P332MR-G](datasheets/LDO/xc6206p332mr-g.pdf)** - Ultra-Low-Power 3,3-V-LDO-Regler (Torex Semiconductor) - **[TPS2116](datasheets/Power%20Mux/tps2116.pdf)** - Intelligenter Power-Multiplexer mit automatischer Umschaltung (Texas Instruments) ### Diskrete Halbleiter - **[AO3400A](datasheets/MOSFET/ao3400a.pdf)** - N-Kanal-Logic-Level-MOSFET für digitale Schaltanwendungen (Alpha & Omega Semiconductor) - **[AO3401A](datasheets/MOSFET/ao3401a.pdf)** - P-Kanal-Logic-Level-MOSFET für digitale Schaltanwendungen (Alpha & Omega Semiconductor) - **[AON5820](datasheets/MOSFET/aon5820.pdf)** - Dual-N-Kanal-Power-MOSFET für bidirektionale Schalter bis 3 A (Alpha & Omega Semiconductor) --- *Dokument-Version: 2.0* *Letzte Aktualisierung: Oktober 2025* *Status: Aktualisiert für finale Bauteilauswahl*