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# Auslegung: 12V auf 3.3V Step-Down mit SY8120IABC

Dieses Dokument beschreibt das Design eines hocheffizienten, synchronen DC/DC-Abwärtswandlers. Es ist eine moderne Alternative zu älteren Designs wie dem TPS5430.

## 1. Design-Ziele

* **Eingangsspannung ($V_{in}$):** 12V (Bereich 10.5V - 14V)
* **Ausgangsspannung ($V_{out}$):** 3.3V
* **Ausgangsstrom ($I_{out}$):** Ausgelegt für ca. 0.5A, mit Reserven bis 2A.
* **Kernbaustein:** Silergy SY8120IABC (Synchron, 1MHz, bis 18V, 2A)
* **Ziele:** Hohe Effizienz, kompaktes Layout, minimale Anzahl externer Bauteile (keine externe Diode).

## 2. Auslegung der Bauteile

Die Berechnung der externen Komponenten basiert auf dem [Datenblatt des SY8120IABC](doc/SY8120I.pdf).

![Schema SY8120I](SY8129I_Schematics.svg Schema der Schaltung zur Berechnung)

### a) Feedback-Widerstände (R1, R2) - Optimiert für "Basic Parts"

Um gängige und kostengünstige "Basic Parts" von JLCPCB zu verwenden, werden Widerstände aus der E24-Reihe gewählt. Das Ziel ist, das für ca. 3.3V benötigte Spannungsverhältnis möglichst genau zu treffen.

Die Referenzspannung ($V_{FB}$) des SY8120IABC beträgt **0.6V**.

Eine exzellente Kombination, die als "Basic Part" verfügbar ist, lautet:
* **`R1` (oberer Widerstand) = 120 kΩ**
* **`R2` (unterer Widerstand) = 27 kΩ**

Die resultierende Ausgangsspannung berechnet sich damit wie folgt:
$V_{out} = 0.6V \times (1 + \frac{R1}{R2}) = 0.6V \times (1 + \frac{120kΩ}{27kΩ}) \approx \mathbf{3.27V}$

Diese Ausgangsspannung ist ideal und für alle Zielkomponenten absolut sicher.

### b) Induktivität (L1)

Durch die hohe Schaltfrequenz von 1 MHz kann eine physisch kleine Spule mit geringerer Induktivität verwendet werden. Das Datenblatt empfiehlt Werte im Bereich von 2.2µH bis 10µH.

* Wir wählen einen Wert von **`L1 = 4.7 µH`**.
* **Wichtig:** Der Sättigungsstrom ($I_{sat}$) muss über der Strombegrenzung des ICs liegen (ca. 3A). Eine Spule mit **$I_{sat} > 3A$** wird gewählt.

### c) Kondensatoren (C1, C2, C3)

* **Eingangskondensator (C1):** Ein **`10µF / 25V`** Keramikkondensator (0805) ist ausreichend, um die Eingangsspannung zu stabilisieren.
* **Ausgangskondensator (C2):** Ein **`22µF / 10V`** Keramikkondensator (0805) wird für eine stabile Ausgangsspannung mit geringem Ripple empfohlen.
* **Bootstrap-Kondensator (C3):** Wie im Datenblatt spezifiziert, wird ein **`100nF`** Kondensator zwischen die Pins BOOT und SW geschaltet.

*(Anmerkung: C1 und C2 können für eine vereinfachte Stückliste auch durch den gleichen `22µF / 25V` Kondensator ersetzt werden.)*

## 3. Finale Stückliste (BOM) für LCSC/JLCPCB

Diese Liste wurde auf Verfügbarkeit geprüft (Stand: 24. Juni 2025).

| Bauteil (Ref) | Wert | LCSC Part # | Gehäuse | JLCPCB Status | Hinweis |
| :--- | :--- | :--- | :--- | :--- | :--- |
| **U1** | **SY8120IABC**| `C479076` | SOT23-6 | Extended Part | Synchroner Step-Down Regler. |
| **L1** | **4.7 µH** | `C520348` | 5x5mm | Extended Part | Ceaiya CR5040-4R7M 4.7uH, 3.5A sat, 30mΩ. |
| **C1 (Eingang)**| **10 µF, 25V** | `C15850` | 0805 | Basic Part | Samsung CL21A106KAYNNNE. So nah wie möglich an VIN/GND des ICs. |
| **C2 (Ausgang)**| **22 µF, 10V** | `C45783` | 0805 | Basic Part | Samsung CL21A226MAQNNNE. Nah am Ausgang der Spule platzieren. |
| **C1 & C2 (Alternative)**| **22 µF, 25V** | `C45783` | 0805 | Basic Part | Samsung CL21A226MAQNNNE. Platzierung siehe **C1** und **C2** oben. |
| **C3 (Bootstrap)**| **100 nF, 16V** | `C1525` | 0402 | Basic Part | Yageo CL05B104KO5NNNC. Direkt zwischen BOOT und SW Pins. |
| **R1** | **226 kΩ, 1%**| `C26999` | 0402 | Basic Part | UNI-ROYAL 0402WGF2263TCE. Feedback-Widerstand (oben). |
| **R2** | **49.9 kΩ, 1%**| `C25897` | 0402 | Basic Part | UNI-ROYAL 0402WGF4992TCE. Feedback-Widerstand (unten). |

## 4. Wichtige Hinweise zum Layout

Für einen hochfrequenten Wandler (1MHz) ist ein gutes Layout noch wichtiger als sonst.

1.  **Kritischer Loop (Eingang):** Der Pfad vom Eingangskondensator `C1` zum `VIN`-Pin des ICs und vom `GND`-Pin des ICs zurück zu `C1` muss absolut minimal sein. Kurze, breite Leiterbahnen sind hier Pflicht.
2.  **SW (Schaltknoten):** Der Pin `SW` (Switch) führt die hochfrequent geschaltete Spannung. Die Leiterbahn von diesem Pin zur Spule `L1` sollte kurz und breit sein, aber von empfindlichen Signalen (wie der Feedback-Leitung) ferngehalten werden.
3.  **Feedback-Pfad:** Die Widerstände `R1` und `R2` sollten nah am `FB`-Pin des ICs platziert werden. Die Leiterbahn vom `FB`-Pin zum Widerstandsteiler sollte kurz sein und nicht parallel zu lauten Leiterbahnen (wie SW) geführt werden.
4.  **Masseführung:** Eine durchgehende Massefläche unter den Komponenten ist die beste Lösung, um die Rückströme kurz zu halten und die thermische Anbindung zu verbessern.

## 5. Berechnung des Wirkungsgrads

Dieses Kapitel analysiert die Verlustleistung und den Gesamtwirkungsgrad der Schaltung für verschiedene Lastfälle.

### 5.1 Verlustleistung des Feedback-Netzwerks

Das Feedback-Netzwerk zur Einstellung der Ausgangsspannung hat einen permanenten, aber sehr geringen Stromverbrauch.

* **Widerstände:** $R_{total} = R1 + R2 = 120kΩ + 27kΩ = 147kΩ$
* **Leistung:** $P = V^2 / R = (3.27V)^2 / 147000Ω = 10.69W / 147000Ω \approx 0.0000727W$

Der statische Verlust im Feedback-Netzwerk beträgt somit nur ca. **73 µW** und ist für die Gesamteffizienz vernachlässigbar.

### 5.2 Gesamtwirkungsgrad

Die Berechnung basiert auf den typischen Werten aus dem SY8120IABC-Datenblatt und den gewählten externen Komponenten.

**Parameter für die Berechnung:**

* Eingangsspannung ($V_{in}$): 12 V
* Ausgangsspannung ($V_{out}$): 3.27 V
* Tastverhältnis ($D$): $3.27V / 12V \approx 0.273$
* $R_{DS(on)}$ High-Side MOSFET: 130 mΩ (0.13 Ω)
* $R_{DS(on)}$ Low-Side MOSFET: 105 mΩ (0.105 Ω)
* Induktor-Widerstand (DCR): 30 mΩ (0.03 Ω) (für die `CR5040-4R7M`)
* Ruhestrom ($I_Q$): ca. 200 µA (0.0002 A)

---

#### Fall 1: Laststrom $I_{out}$ = 100 mA (0.1 A)

* **Ausgangsleistung ($P_{out}$):** $3.27V \times 0.1A = \mathbf{327\ mW}$
* **Hauptverluste ($P_{loss}$):**
    * IC Leitverluste (High-Side): $(0.1A)^2 \times 0.13Ω \times 0.273 \approx 0.36\ mW$
    * IC Leitverluste (Low-Side): $(0.1A)^2 \times 0.105Ω \times (1-0.273) \approx 0.76\ mW$
    * Spulenverlust (DCR): $(0.1A)^2 \times 0.03Ω = 0.3\ mW$
    * IC Ruhestromverlust: $12V \times 200µA = 2.4\ mW$
    * Schalt- & Treiberverluste (geschätzt): ca. **15 mW**
* **Gesamtverlust:** $\approx 0.36 + 0.76 + 0.3 + 2.4 + 15 = 18.8\ mW$
* **Gesamteffizienz ($\eta$):** $\frac{327mW}{327mW + 18.8mW} \times 100\% \approx \mathbf{94.5\%}$

---

#### Fall 2: Laststrom $I_{out}$ = 300 mA (0.3 A)

* **Ausgangsleistung ($P_{out}$):** $3.27V \times 0.3A = \mathbf{981\ mW}$
* **Hauptverluste ($P_{loss}$):**
    * IC Leitverluste (High-Side): $(0.3A)^2 \times 0.13Ω \times 0.273 \approx 3.2\ mW$
    * IC Leitverluste (Low-Side): $(0.3A)^2 \times 0.105Ω \times (1-0.273) \approx 6.8\ mW$
    * Spulenverlust (DCR): $(0.3A)^2 \times 0.03Ω = 2.7\ mW$
    * IC Ruhestromverlust: $12V \times 200µA = 2.4\ mW$
    * Schalt- & Treiberverluste (geschätzt): ca. **35 mW**
* **Gesamtverlust:** $\approx 3.2 + 6.8 + 2.7 + 2.4 + 35 = 50.1\ mW$
* **Gesamteffizienz ($\eta$):** $\frac{981mW}{981mW + 50.1mW} \times 100\% \approx \mathbf{95.1\%}$

---

#### Fall 3: Laststrom $I_{out}$ = 500 mA (0.5 A)

* **Ausgangsleistung ($P_{out}$):** $3.27V \times 0.5A = \mathbf{1635\ mW}$
* **Hauptverluste ($P_{loss}$):**
    * IC Leitverluste (High-Side): $(0.5A)^2 \times 0.13Ω \times 0.273 \approx 8.9\ mW$
    * IC Leitverluste (Low-Side): $(0.5A)^2 \times 0.105Ω \times (1-0.273) \approx 19.1\ mW$
    * Spulenverlust (DCR): $(0.5A)^2 \times 0.03Ω = 7.5\ mW$
    * IC Ruhestromverlust: $12V \times 200µA = 2.4\ mW$
    * Schalt- & Treiberverluste (geschätzt): ca. **60 mW**
* **Gesamtverlust:** $\approx 8.9 + 19.1 + 7.5 + 2.4 + 60 = 97.9\ mW$
* **Gesamteffizienz ($\eta$):** $\frac{1635mW}{1635mW + 97.9mW} \times 100\% \approx \mathbf{94.4\%}$

### 5.3 Zusammenfassung der Effizienz

| Laststrom | Geschätzter Gesamtwirkungsgrad |
| :--- | :--- |
| **100 mA** | **~ 94.5%** |
| **300 mA** | **~ 95.1%** |
| **500 mA** | **~ 94.4%** |

Der Wirkungsgrad des synchronen Designs ist durchgehend exzellent und übertrifft den eines vergleichbaren nicht-synchronen Wandlers deutlich. Der Hauptgrund sind die massiv geringeren Leitverluste, da anstelle einer Diode mit hohem Spannungsabfall ein MOSFET mit niedrigem $R_{DS(on)}$ als Freilaufelement dient.