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Raw Blame History

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Auslegung: 12V auf 3.3V Step-Down mit SY8120IABC

Dieses Dokument beschreibt das Design eines hocheffizienten, synchronen DC/DC-Abwärtswandlers. Es ist eine moderne Alternative zu älteren Designs wie dem TPS5430.

1. Design-Ziele

Eingangsspannung (V_{in}): 12V (Bereich 10.5V - 14V)
Ausgangsspannung (V_{out}): 3.3V
Ausgangsstrom (I_{out}): Ausgelegt für ca. 0.5A, mit Reserven bis 2A.
Kernbaustein: Silergy SY8120IABC (Synchron, 1MHz, bis 18V, 2A)
Ziele: Hohe Effizienz, kompaktes Layout, minimale Anzahl externer Bauteile (keine externe Diode).

2. Auslegung der Bauteile

Die Berechnung der externen Komponenten basiert auf dem Datenblatt des SY8120IABC.

a) Feedback-Widerstände (R1, R2) - Optimiert für "Basic Parts"

Um gängige und kostengünstige "Basic Parts" von JLCPCB zu verwenden, werden Widerstände aus der E24-Reihe gewählt. Das Ziel ist, das für ca. 3.3V benötigte Spannungsverhältnis möglichst genau zu treffen.

Die Referenzspannung (V_{FB}) des SY8120IABC beträgt 0.6V.

Eine exzellente Kombination, die als "Basic Part" verfügbar ist, lautet:

R1 (oberer Widerstand) = 120 kΩ
R2 (unterer Widerstand) = 27 kΩ

Die resultierende Ausgangsspannung berechnet sich damit wie folgt: V_{out} = 0.6V \times (1 + \frac{R1}{R2}) = 0.6V \times (1 + \frac{120kΩ}{27kΩ}) \approx \mathbf{3.27V}

Diese Ausgangsspannung ist ideal und für alle Zielkomponenten absolut sicher.

b) Induktivität (L1)

Durch die hohe Schaltfrequenz von 1 MHz kann eine physisch kleine Spule mit geringerer Induktivität verwendet werden. Das Datenblatt empfiehlt Werte im Bereich von 2.2µH bis 10µH.

Wir wählen einen Wert von L1 = 4.7 µH.
Wichtig: Der Sättigungsstrom (I_{sat}) muss über der Strombegrenzung des ICs liegen (ca. 3A). Eine Spule mit I_{sat} > 3A wird gewählt.

c) Kondensatoren (C1, C2, C3)

Eingangskondensator (C1): Ein 10µF / 25V Keramikkondensator (0805) ist ausreichend, um die Eingangsspannung zu stabilisieren.
Ausgangskondensator (C2): Ein 22µF / 10V Keramikkondensator (0805) wird für eine stabile Ausgangsspannung mit geringem Ripple empfohlen.
Bootstrap-Kondensator (C3): Wie im Datenblatt spezifiziert, wird ein 100nF Kondensator zwischen die Pins BOOT und SW geschaltet.

(Anmerkung: C1 und C2 können für eine vereinfachte Stückliste auch durch den gleichen 22µF / 25V Kondensator ersetzt werden.)

3. Finale Stückliste (BOM) für LCSC/JLCPCB

Diese Liste wurde auf Verfügbarkeit geprüft (Stand: 24. Juni 2025).

Bauteil (Ref)	Wert	LCSC Part #	Gehäuse	JLCPCB Status	Hinweis
U1	SY8120IABC	`C479076`	SOT23-6	Extended Part	Synchroner Step-Down Regler.
L1	4.7 µH	`C520348`	5x5mm	Extended Part	Ceaiya CR5040-4R7M 4.7uH, 3.5A sat, 30mΩ.
C1 (Eingang)	10 µF, 25V	`C15850`	0805	Basic Part	Samsung CL21A106KAYNNNE. So nah wie möglich an VIN/GND des ICs.
C2 (Ausgang)	22 µF, 10V	`C45783`	0805	Basic Part	Samsung CL21A226MAQNNNE. Nah am Ausgang der Spule platzieren.
C1 & C2 (Alternative)	22 µF, 25V	`C45783`	0805	Basic Part	Samsung CL21A226MAQNNNE. Platzierung siehe C1 und C2 oben.
C3 (Bootstrap)	100 nF, 16V	`C1525`	0402	Basic Part	Yageo CL05B104KO5NNNC. Direkt zwischen BOOT und SW Pins.
R1	120 kΩ, 1%	`C25808`	0603	Basic Part	UNI-ROYAL 0603WAF1203T5E. Feedback-Widerstand (oben).
R2	27 kΩ, 1%	`C22967`	0402	Basic Part	UNI-ROYAL 0603WAF2702T5E. Feedback-Widerstand (unten).

4. Wichtige Hinweise zum Layout

Für einen hochfrequenten Wandler (1MHz) ist ein gutes Layout noch wichtiger als sonst.

Kritischer Loop (Eingang): Der Pfad vom Eingangskondensator C1 zum VIN-Pin des ICs und vom GND-Pin des ICs zurück zu C1 muss absolut minimal sein. Kurze, breite Leiterbahnen sind hier Pflicht.
SW (Schaltknoten): Der Pin SW (Switch) führt die hochfrequent geschaltete Spannung. Die Leiterbahn von diesem Pin zur Spule L1 sollte kurz und breit sein, aber von empfindlichen Signalen (wie der Feedback-Leitung) ferngehalten werden.
Feedback-Pfad: Die Widerstände R1 und R2 sollten nah am FB-Pin des ICs platziert werden. Die Leiterbahn vom FB-Pin zum Widerstandsteiler sollte kurz sein und nicht parallel zu lauten Leiterbahnen (wie SW) geführt werden.
Masseführung: Eine durchgehende Massefläche unter den Komponenten ist die beste Lösung, um die Rückströme kurz zu halten und die thermische Anbindung zu verbessern.

5. Berechnung des Wirkungsgrads

Dieses Kapitel analysiert die Verlustleistung und den Gesamtwirkungsgrad der Schaltung für verschiedene Lastfälle.

5.1 Verlustleistung des Feedback-Netzwerks

Das Feedback-Netzwerk zur Einstellung der Ausgangsspannung hat einen permanenten, aber sehr geringen Stromverbrauch.

Widerstände: R_{total} = R1 + R2 = 120kΩ + 27kΩ = 147kΩ
Leistung: P = V^2 / R = (3.27V)^2 / 147000Ω = 10.69W / 147000Ω \approx 0.0000727W

Der statische Verlust im Feedback-Netzwerk beträgt somit nur ca. 73 µW und ist für die Gesamteffizienz vernachlässigbar.

5.2 Gesamtwirkungsgrad

Die Berechnung basiert auf den typischen Werten aus dem SY8120IABC-Datenblatt und den gewählten externen Komponenten.

Parameter für die Berechnung:

Eingangsspannung (V_{in}): 12 V
Ausgangsspannung (V_{out}): 3.27 V
Tastverhältnis (D): 3.27V / 12V \approx 0.273
R_{DS(on)} High-Side MOSFET: 130 mΩ (0.13 Ω)
R_{DS(on)} Low-Side MOSFET: 105 mΩ (0.105 Ω)
Induktor-Widerstand (DCR): 30 mΩ (0.03 Ω) (für die CR5040-4R7M)
Ruhestrom (I_Q): ca. 200 µA (0.0002 A)

Fall 1: Laststrom `I_{out}` = 100 mA (0.1 A)

Ausgangsleistung (P_{out}): 3.27V \times 0.1A = \mathbf{327\ mW}
Hauptverluste (P_{loss}):
- IC Leitverluste (High-Side): (0.1A)^2 \times 0.13Ω \times 0.273 \approx 0.36\ mW
- IC Leitverluste (Low-Side): (0.1A)^2 \times 0.105Ω \times (1-0.273) \approx 0.76\ mW
- Spulenverlust (DCR): (0.1A)^2 \times 0.03Ω = 0.3\ mW
- IC Ruhestromverlust: 12V \times 200µA = 2.4\ mW
- Schalt- & Treiberverluste (geschätzt): ca. 15 mW
Gesamtverlust: \approx 0.36 + 0.76 + 0.3 + 2.4 + 15 = 18.8\ mW
Gesamteffizienz (\eta): \frac{327mW}{327mW + 18.8mW} \times 100\% \approx \mathbf{94.5\%}

Fall 2: Laststrom `I_{out}` = 300 mA (0.3 A)

Ausgangsleistung (P_{out}): 3.27V \times 0.3A = \mathbf{981\ mW}
Hauptverluste (P_{loss}):
- IC Leitverluste (High-Side): (0.3A)^2 \times 0.13Ω \times 0.273 \approx 3.2\ mW
- IC Leitverluste (Low-Side): (0.3A)^2 \times 0.105Ω \times (1-0.273) \approx 6.8\ mW
- Spulenverlust (DCR): (0.3A)^2 \times 0.03Ω = 2.7\ mW
- IC Ruhestromverlust: 12V \times 200µA = 2.4\ mW
- Schalt- & Treiberverluste (geschätzt): ca. 35 mW
Gesamtverlust: \approx 3.2 + 6.8 + 2.7 + 2.4 + 35 = 50.1\ mW
Gesamteffizienz (\eta): \frac{981mW}{981mW + 50.1mW} \times 100\% \approx \mathbf{95.1\%}

Fall 3: Laststrom `I_{out}` = 500 mA (0.5 A)

Ausgangsleistung (P_{out}): 3.27V \times 0.5A = \mathbf{1635\ mW}
Hauptverluste (P_{loss}):
- IC Leitverluste (High-Side): (0.5A)^2 \times 0.13Ω \times 0.273 \approx 8.9\ mW
- IC Leitverluste (Low-Side): (0.5A)^2 \times 0.105Ω \times (1-0.273) \approx 19.1\ mW
- Spulenverlust (DCR): (0.5A)^2 \times 0.03Ω = 7.5\ mW
- IC Ruhestromverlust: 12V \times 200µA = 2.4\ mW
- Schalt- & Treiberverluste (geschätzt): ca. 60 mW
Gesamtverlust: \approx 8.9 + 19.1 + 7.5 + 2.4 + 60 = 97.9\ mW
Gesamteffizienz (\eta): \frac{1635mW}{1635mW + 97.9mW} \times 100\% \approx \mathbf{94.4\%}

5.3 Zusammenfassung der Effizienz

Laststrom	Geschätzter Gesamtwirkungsgrad
100 mA	~ 94.5%
300 mA	~ 95.1%
500 mA	~ 94.4%

Der Wirkungsgrad des synchronen Designs ist durchgehend exzellent und übertrifft den eines vergleichbaren nicht-synchronen Wandlers deutlich. Der Hauptgrund sind die massiv geringeren Leitverluste, da anstelle einer Diode mit hohem Spannungsabfall ein MOSFET mit niedrigem R_{DS(on)} als Freilaufelement dient.

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