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Raw Blame History

Hardware-Dokumentation: Energieversorgung

Inhaltsverzeichnis

Hardware-Dokumentation: Energieversorgung

Übersicht

Das Energieversorgungssystem des PowerProfilers basiert auf einem dreistufigen Konzept:

Primäre Energiequellen

Externe Versorgung: USB-C-Anschluss und Debug-Anschluss
Hauptenergie: 1S Li-Ion/LiPo-Akkupack (2×18650 parallel)
Backup-Versorgung: CR1220-Knopfzelle für RTC-Erhaltung

Interne Spannungsversorgungen

Das System generiert vier verschiedene Versorgungsspannungen:

Versorgung	Funktion	Quelle	Schaltbar
VDD	Hauptversorgung (MCU, Sensoren, Flash)	Buck-Boost-Wandler	✓
VDDSD	MicroSD-Kartenslot	Buck-Boost-Wandler	✓
VRTC	RTC und MCU-VBAT	VRTC-Multiplexer	–
VBACKUP	RTC-Backup	CR1220-Zelle	–

Systemarchitektur

graph TD
    subgraph "Externe Energiequellen"
        USBC[ USB-C-Anschluss ]
        DEBUG[ Debug-Anschluss ]
    end
    
    subgraph "Batteriesystem"
        LIPO[( Li-Ion Akkupack<br/>2×18650 parallel )]
        PROTECTION[ Akkuschutzschaltung<br/>XB4908A ]
        GAUGE[ Fuel Gauge<br/>bq27441-G1 ]
        CR1220[( CR1220<br/>Backup-Batterie )]
    end
    
    subgraph "Energiemanagement"
        CHARGER[ Ladeschaltung<br/>BQ25672 ]
        DCDC[ Buck-Boost-Wandler<br/>TPS63020 ]
        LDO[ LDO-Regler<br/>XC6206P332MR-G ]
        PMUX_BACKUP[ VRTC-Multiplexer<br/>Diskrete Lösung ]
        SDSWITCH[ SD-Schalter<br/>P-MOSFET ]
    end
    
    subgraph "Versorgungsausgänge"
        VDD[ VDD<br/>3,3V Haupt ]
        VDDSD[ VDDSD<br/>3,3V SD-Karte ]
        VRTC[ VRTC<br/>3,3V RTC ]
        VBACKUP[ VBACKUP<br/>3V Backup ]
    end
    
    USBC --> CHARGER
    DEBUG --> CHARGER
    CHARGER <--> GAUGE
    GAUGE <--> PROTECTION
    PROTECTION <--> LIPO
    
    CHARGER --> DCDC
    CHARGER --> LDO
    
    DCDC --> VDD
    DCDC --> SDSWITCH --> VDDSD
    DCDC --> PMUX_BACKUP
    LDO --> PMUX_BACKUP
    PMUX_BACKUP --> VRTC
    
    CR1220 --> VBACKUP

Detailbeschreibung

Externe Energiequellen

USB-C-Anschluss

Der USB-C-Anschluss dient der Datenübertragung und Energieversorgung. Das Gerät ist kompatibel mit:

Standard-PC/Laptop-USB-Anschlüssen
USB-C-Ladegeräten (Smartphone, Laptop)
USB Power Delivery (USB-PD) Quellen

Die Ladeschaltung erkennt automatisch die verfügbare Stromstärke über:

CC-Leitungen: USB-C-konforme Stromerkennung (bis 3 A)
Datenleitung-Analyse: USB Battery Charging Detection (BCD) über bq24239

Debug-Anschluss

Für den Betrieb mit ausschliesslich angeschlossenem Debugger kann über den Debug-Anschluss eine 5-V-Versorgung eingespeist werden. Aufgrund der typischerweise begrenzten Stromstärke von Debug-Adaptern ist der maximale Stromverbrauch auf 300 mA begrenzt.

Batteriesystem

Li-Ion-Akku

Konfiguration: 2×18650-Zellen in Parallelschaltung
Verbindung: Verschweisste Nickelstreifen mit integriertem NTC-Temperatursensor
Anschluss: 4-polige Verbindung zur Hauptplatine

Anschluss	Funktion
BAT+	Positive Akkuspannung
BAT-	Negative Akkuspannung (schaltbar durch Schutzschaltung)
NTC	Temperatursensor
GND	Referenzmasse für NTC

Die separate GND-Verbindung für den NTC-Sensor verhindert Potentialprobleme bei ausgelöster Schutzschaltung, da der Temperatursensor weiterhin an einer definierten Referenz angeschlossen bleibt.

Akkuschutzschaltung

Baustein: XB4908A (XySemi)
Typ: Integrierte Li-Ion-Schutzschaltung mit MOSFETs

Die Schutzschaltung überwacht und schützt vor:

Überladung: Abschaltung bei >4,30 V, Wiedereinschaltung bei <4,10 V
Tiefentladung: Abschaltung bei <2,4 V, Wiedereinschaltung bei >3,0 V
Überstrom: Schutz bei >6 A (Entladung) bzw. >4 A (Ladung)

Schlüsselparameter:

Parameter	Symbol	Wert
Betriebsstrom	I_OPE	typ. 3,3 μA
Standby-Strom	I_PD	typ. 1,8 μA
Innenwiderstand	R_SS(on)	typ. 13,5 mΩ
Thermischer Widerstand	θ_JC	100 K/W

Thermische Auslegung:

Bei einem Dauerstrom von 2 A über den Schutz-MOSFET ergibt sich:

P_{loss} = R_{SS(on)} \cdot I^2 = 20\text{ mΩ} \cdot (3\text{ A})^2 = 180\text{ mW}

Dies führt zu einer Temperaturerhöhung von:

\Delta T = P_{loss} \cdot \theta_{JC} = 180\text{ mW} \cdot 100\text{ K/W} = 18\text{ K}

Fuel Gauge

Baustein: bq27441-G1 (Texas Instruments)
Shunt-Widerstand: 0,01 Ω (1206-Gehäuse für Kelvin-Verbindung)

Die Fuel Gauge überwacht kontinuierlich:

Akkuspannung und -strom
Ladezustand (State of Charge, SOC)
Verbleibende Kapazität
Gesundheitszustand (State of Health, SOH)

Temperaturerfassung:

Betriebsmodus: Temperaturwerte vom Lader-IC über I²C
Ruhemodus: Interner Temperatursensor der Fuel Gauge
Übergangsstrategie: Gesteuerte Umschaltung durch RTC-Wake-up

stateDiagram-v2
    [*] --> Aktiv: Gerät eingeschaltet
    Aktiv --> Nachlauf: Gerät ausgeschaltet
    Nachlauf --> Tiefschlaf: Temperatur stabil<br/>oder 1h vergangen
    Tiefschlaf --> Aktiv: Gerät eingeschaltet
    
    note right of Nachlauf
        DC/DC-Wandler wird periodisch
        von RTC gestartet für
        Temperaturübertragung
    end note
    
    note left of Tiefschlaf
        DC/DC-Wandler ausgeschaltet
        Fuel Gauge verwendet
        internen Temperatursensor
    end note

Backup-Batterie (CR1220)

Typ: Lithium-Knopfzelle CR1220
Funktion: Backup-Versorgung für RTC bei Akkuausfall
Lebensdauer: >10 Jahre (bei primärer Versorgung über Li-Ion-Akku)

Energiebilanzierung

Um die Tiefentladung des Akkupacks zu verhindern, schaltet das System bei Unterschreitung einer kritischen Akkuspannung (3,0 V) in einen Deep-Power-Down-Modus. In diesem Zustand werden Lader und Fuel Gauge in energiesparende Modi versetzt.

Power-Management-Strategie:

stateDiagram-v2
    [*] --> Normalbetrieb
    Normalbetrieb --> DeepPowerDown: Akkuspannung < 3,0 V
    DeepPowerDown --> Aufwachen: Externe Versorgung<br/>angeschlossen
    Aufwachen --> Normalbetrieb: MCU startet System
    
    note right of DeepPowerDown
        • Lader in Ship-Modus
        • Fuel Gauge in Shutdown
        • Minimaler Stromverbrauch
    end note
    
    note left of Aufwachen
        • Lader erwacht automatisch
        • MCU muss Fuel Gauge
          über GP-Pin aktivieren
    end note

Ausgangsdaten

Akkukonfiguration: 2×18650-Zellen parallel

Parameter	Spezifikation	Konservative Auslegung
Nennkapazität	2×3200 mAh	2×2600 mAh
Nutzbare Kapazität	6400 mAh	5200 mAh
Nach Alterung (80%)	5120 mAh	4160 mAh
Kritische Reserve	640 mAh	41 mAh

Die kritische Reserve ist die verfügbare Energie zwischen 3,0 V (Deep-Power-Down-Schwelle) und 2,5 V (chemisch kritische Spannung).

Verbrauchsanalyse

Stromverbrauch im Deep-Power-Down-Modus (Worst Case):

Baustein	Stromverbrauch	Bemerkung
XB4908A (Akkuschutz)	6 μA	Datenblattangabe
bq27441-G1 (Fuel Gauge)	1 μA	Geschätzt (typ. 0,6 μA)
BQ25672 (Lader)	1 μA	Ship-Modus
Gesamtverbrauch	8 μA

Standzeit-Berechnung:

t_{standby} = \frac{Q_{reserve}}{I_{total}} = \frac{41\text{ mAh}}{8\text{ μA}} = 5125\text{ h} = 213\text{ Tage}

Diese Standzeit von über 7 Monaten gewährleistet ausreichend Schutz vor Tiefentladung, selbst unter Worst-Case-Bedingungen und ohne Berücksichtigung der Selbstentladung.

Spannungswandlung

Ladeschaltung

Hauptbaustein: BQ25672 (Texas Instruments)
Typ: Hochintegrierter Buck-Boost-Lader mit integriertem Power-Multiplexer

Der BQ25672 wurde als Hauptladeschaltung gewählt und bietet alle erforderlichen Funktionen in einem einzigen IC.

Kernfunktionen des BQ25672:

Integrierter bidirektionaler Power-Multiplexer für externe Quellen
Einstellbarer Ladestrom bis 4,5 A (über I²C)
Einstellbare Eingangsstrombegrenzung bis 3 A
Buck-Boost-Architektur für optimale Effizienz
Automatische USB-Ladegeräteerkennung (USB BC1.2, USB-C, HVDCP)
Ship-Modus für minimalen Stromverbrauch
Integrierte Power-MOSFETs und Schutzfunktionen

Systemintegration:

graph LR
    USBC[USB-C-Anschluss] --> MUX[Integrierter Power-MUX]
    DEBUG[Debug-Anschluss] --> MUX
    MUX --> CHARGER[BQ25672 Core]
    USBC -- CC1/CC2 --> MCU[Mikrocontroller]
    MCU -- I²C --> CHARGER
    CHARGER --> SYSTEM[Systemversorgung]

Vorteile der integrierten Lösung:

Reduzierte Bauteilanzahl durch integrierten Power-Multiplexer
Optimierte Effizienz durch abgestimmte Regelkreise
Vereinfachtes Layout ohne externe MOSFETs für Quellenumschaltung
Automatische Ladegeräteerkennung ohne zusätzliche ICs

Buck-Boost-Wandler (3,3 V)

Baustein: TPS63020 (Texas Instruments)
Funktion: Hauptspannungsversorgung für MCU, Sensoren und Flash-Speicher

Der TPS63020 wurde aufgrund der variablen Li-Ion-Akkuspannung (3,0 V - 4,2 V) als Buck-Boost-Wandler ausgewählt.

Technische Vorteile:

Sehr hohe Effizienz über den gesamten Eingangsspannungsbereich
Integrierte Power-MOSFETs (kein externes Switching erforderlich)
Hohe Schaltfrequenz → kompakte Induktivitäten möglich
Ultra-low Shutdown-Strom bei Deaktivierung

DC/DC-Enable-Logik (Soft-Latch-System)

Übersicht

Die Schaltung realisiert eine intelligente "Soft-Latch"-Funktion zur Ansteuerung des Haupt-DC/DC-Wandlers. Sie ermöglicht das Ein- und Ausschalten durch verschiedene Signalquellen sowie einen dedizierten Software-Befehl bei minimalstem Ruhestrom.

Funktionsbeschreibung

Die zentrale Steuerleitung DC/DC Enable wird durch Pull-Down-Widerstand R6 (1,8MΩ) im Ruhezustand auf LOW gehalten. Ein HIGH-Pegel aktiviert den DC/DC-Wandler.

Einschaltvorgang: Mehrere diodenentkoppelte Signalquellen können das System aktivieren:

Active-Low-Quellen: Button, RTC, Fuel Gauge (über D1-D3 direkt zu Q2-Gate)
Active-High-Quellen: VBUS USB, VDEBUG (über D4/D5 → Q1 → Q2-Gate-Inverter)

Selbsthaltung (Latching): Sobald 3V3 DC/DC stabil ist, wird diese über R5 und D6 auf die Enable-Leitung zurückgeführt. Die Diode D6 verhindert Rückfluss von VRTC zur 3,3V-Schiene.

Ausschaltvorgang: Ein HIGH-Signal am GPIO OFF schaltet Q3 durch, der die Enable-Leitung aktiv auf GND zieht und die Selbsthaltung überstimmt.

Schlüsselkomponenten

Multi-Input-OR-Gatter: Dioden D1-D5 + Transistoren Q1/Q2
Ausschalt-Schalter: Q3 für zuverlässige Enable-Beendigung
Stützkondensator C3: Überbrückt kritische Versorgungsunterbrechungen während QON-Taster-Reset. Wenn der Lader durch langes Drücken des QON-Tasters einen System-Reset durchführt, fällt VSYS für ca. 400ms aus und damit auch die DC/DC-Ausgangsspannung. C3 hält das ENABLE-Signal während dieser kritischen Phase stabil, sodass der DC/DC-Wandler sofort wieder einschaltet, sobald VSYS zurückkehrt. Ohne C3 würde der Mikrocontroller keine Speisung erhalten und das System nicht mehr starten.
Entprell-Kondensator C2: RC-Tiefpassfilter für sauberes Taster-Signal
Shutdown-Filter C1/R1/R2: Schutz vor versehentlichem Ausschalten durch Störimpulse
Schutzwiderstand R3: Strombegrenzung bei gleichzeitigen Ein-/Ausschaltbefehlen

SD-Karten-Schalter

Implementation: P-Kanal-MOSFET (Load Switch)
Steuerung: Mikrocontroller-GPIO mit RC-Gatebeschaltung

SD-Karten können auch im Idle-Zustand signifikanten Stromverbrauch aufweisen. Der schaltbare SD-Kartenslot ermöglicht eine vollständige Trennung der Versorgung bei Nichtbenutzung.

RC-Gatebeschaltung: Um hohe Stromspitzen auf die Kondensatoren der SD-Karte zu vermeiden, wird das Gate des P-MOSFETs über eine RC-Schaltung angesteuert. Dies sorgt für eine kontrollierte Anstiegszeit der Versorgungsspannung.

Low-Dropout-Regulator (3,3 V)

Baustein: XC6206P332MR-G (Torex)
Funktion: RTC- und VBAT-Versorgung bei deaktiviertem DC/DC-Wandler

Schlüsselparameter:

Eigenverbrauch: 1 μA (typisch)
Dropout-Spannung: 160 mV @ 100 mA
Ausgangsspannung: 3,3 V ±2%

Dropout-Verhalten: Bei Akkuspannungen unter 3,3 V arbeitet der LDO im Dropout-Bereich, wobei die Ausgangsspannung der Eingangsspannung minus Dropout-Spannung folgt. Dies kann zu I²C-Pegelkonflikten führen, weshalb der VRTC-Multiplexer bei aktivem DC/DC-Wandler auf VDD umschaltet.

VRTC-Multiplexer

Implementation: Diskrete Lösung mit Schottky-Dioden und P-Kanal-MOSFET
Funktion: Intelligente Umschaltung zwischen DC/DC-Wandler und LDO für VRTC

Funktionsprinzip:

LDO-Betrieb (DC/DC-Wandler inaktiv): Bei ausgeschaltetem DC/DC-Wandler wird das Gate von Q1 über R2 nach GND gezogen, wodurch der N-Kanal-MOSFET ausgeschaltet bleibt. Das Gate von Q2 wird über R5 auf die Spannung an der Source gezogen, wodurch auch dieser P-Kanal-MOSFET ausgeschaltet bleibt. Die Versorgung von VRTC erfolgt über die Schottky-Diode D1 direkt vom LDO.

DC/DC-Betrieb (DC/DC-Wandler aktiv): Beim Einschalten des DC/DC-Wandlers wird von diesem das Power Good-Signal (Open-Drain-Ausgang) zunächst auf GND gezogen. Q1 bleibt sperrend, der Mikrocontroller verbleibt im Reset-Zustand. Sobald die Ausgangsspannung des DC/DC-Wandlers stabil ist, schaltet dieser den Open-Drain-Ausgang Power Good frei, wodurch das Gate von Q1 über R1 auf 3,3 V gezogen wird. Q1 wird leitend und zieht folglich das Gate von Q2 über den leitenden Q1 auf GND, wodurch auch Q2 leitend wird.

Der Stromfluss vom LDO über D1 wird unterbunden, da die Ausgangsspannung des LDO gleich gross oder kleiner als die des DC/DC-Wandlers ist. Die Versorgung von VRTC erfolgt nun direkt über Q2 vom DC/DC-Wandler.

Prioritätenschema:

Priorität 1: VDD (DC/DC-Wandler aktiv) - Direktversorgung über Q2
Priorität 2: LDO-Ausgang (DC/DC-Wandler inaktiv) - Versorgung über D1

Systemvorteile:

Unterbrechungsfreie Versorgung der RTC während Umschaltungen
Einheitliche Signalpegel für I²C-Kommunikation bei aktivem DC/DC-Wandler
Automatische Umschaltung ohne Mikrocontroller-Eingriff
Minimaler Spannungsabfall durch direkte MOSFET-Schaltung bei hoher Priorität
Sequenzielle Aktivierung verhindert Spannungsspitzen während des Starts

Bauteilauslegung

Ladeelektronik

Basierend auf den Anforderungen des Designs (max. Ladestrom 4,5 A, max. Eingangsstrom 3 A) und der System-Topologie (BQ25672, TPS63020) wurden die folgenden Hauptkomponenten für die Leistungselektronik ausgewählt und bewertet.

Induktivitäten

Es werden zwei unterschiedliche, für ihren jeweiligen Zweck optimierte Induktivitäten verwendet.

Lader (BQ25672):

Betriebspunkt: f_SW = 750 kHz (Modus für hohe Effizienz)
Benötigte Induktivität: L = 2,2 μH
Gewähltes Bauteil: FTC404030S2R2MGCA (Cjiang)

Begründung: Die Auswahl erfolgte aufgrund der hohen Robustheit des Bauteils. Die Nennströme der Induktivität bieten eine grosse Sicherheitsmarge gegenüber den Anforderungen der Applikation:

Thermischer Nennstrom (I_rms): 8,5 A (deutlich über dem max. Ladestrom von 4,5 A, was eine geringe Eigenerwärmung sicherstellt)
Sättigungsstrom (I_sat): 9,5 A (deutlich über dem zu erwartenden Spitzenstrom von ca. 5,3 A, was eine hohe Stabilität des Wandlers garantiert)

Systemwandler 3,3 V (TPS63020):

Betriebspunkt: f_SW ≈ 2,4 MHz
Benötigte Induktivität: L ≈ 1,0 μH
Gewähltes Bauteil: FTC252010S1R0MBCA (Cjiang)

Begründung: Die Auswahl erfolgte im Hinblick auf optimale elektrische Performance und kompakte Baugrösse für den Low-Power-Wandler:

Induktivität: Der Wert von 1,0 μH ist ideal für das schnelle Einschwingverhalten (Transient Response) des hochfrequenten TPS63020-Reglers
Baugrösse: Mit 2,5 × 2,0 mm ist die Spule angemessen klein für diesen Schaltungsteil
Strombelastbarkeit: Die Nennströme (I_rms = 4,1 A, I_sat = 4,8 A) sind für die maximale Last von 300 mA massiv überdimensioniert und stellen kein Risiko dar

Eingangs-MOSFETs

Für den bidirektionalen Eingangs-Schalter wird ein Dual-N-Kanal-MOSFET in Back-to-Back-Konfiguration (Common Drain) eingesetzt.

Gewähltes Bauteil: AON5820 (Alpha & Omega Semiconductor)
Betriebsbedingungen (Worst-Case): Eingangsstrom I_IN(max) = 3 A, Gate-Ansteuerung V_GS ≥ 6 V

Berechnung der Verlustleistung und Erwärmung:

Die Berechnung basiert auf dem maximalen "heissen" Widerstand des Bauteils, um eine sichere Auslegung zu gewährleisten.

Bestimmung des R_DS(on):

Maximaler Widerstand bei 25°C aus Datenblatt: R_DS(on)@25°C,4.5V = 9,5 mΩ
Temperaturkoeffizient für 125°C (aus Fig. 4): k_T ≈ 1,6
"Heisser" Widerstand pro FET: R_DS(on),hot = R_DS(on)@25°C × k_T = 9,5 mΩ × 1,6 = 15,2 mΩ

Gesamtwiderstand der Back-to-Back-Schaltung:

R_{total,hot} = 2 \times R_{DS(on),hot} = 2 \times 15,2\text{ mΩ} = 30,4\text{ mΩ}

Spannungsabfall bei 3 A:

V_{Abfall} = I_{IN} \times R_{total,hot} = 3\text{ A} \times 0,0304\text{ Ω} ≈ 91\text{ mV}

Verlustleistung bei 3 A:

P_{Verlust} = I_{IN}^2 \times R_{total,hot} = (3\text{ A})^2 \times 0,0304\text{ Ω} ≈ 274\text{ mW}

Resultierende Temperaturerhöhung (ΔT):

Thermischer Widerstand aus Datenblatt: R_θJA = 75°C/W (Max, Steady-State)
ΔT = P_Verlust × R_θJA = 0,274 W × 75°C/W ≈ 20,5°C

Bewertung: Eine maximale Verlustleistung von ca. 274 mW führt zu einer Erwärmung von ca. 21°C über der Umgebungstemperatur. Dies ist thermisch unkritisch und liegt weit innerhalb der Spezifikationen des Bauteils. Ein Platinenlayout, das die Kühlfläche des zentralen Drain-Pads berücksichtigt ("Best Practice"), ist für eine zuverlässige Wärmeabfuhr ausreichend.

N-Kanal-MOSFETs

Baustein: AO3400A
Anwendung: Digitale Schalter und Inverter

Da N-Kanal-MOSFETs in diesem Design ausschliesslich für Logikfunktionen eingesetzt werden und nicht in Hochstromkreisen, genügt ein kostengünstiger Standard-Typ. Der AO3400A bietet ausreichende Parameter für alle Logic-Level-Anwendungen.

Alternative: Jeder andere Logic-Level-N-Kanal-MOSFET kann verwendet werden.

P-Kanal-MOSFETs

Allgemeine Anwendungen

Baustein: AO3401A
Anwendung: Digitale Schalter und Load-Switches

Für allgemeine P-Kanal-MOSFET-Anwendungen (analoge Ergänzung zum AO3400A) wird der AO3401A als kostengünstiger Standard-Typ eingesetzt. Er bietet ausreichende Parameter für alle Logic-Level-Anwendungen bei geringen bis mittleren Strömen.

Alternative: Jeder andere Logic-Level-P-Kanal-MOSFET kann verwendet werden.

Hochstrom-Anwendungen

Baustein: AON5820 für BQ25672-Schalter, AO3401A für SD/VRTC-Schalter Anwendungen: Bidirektionale Schalter (BQ25672), VRTC-Schalter, SD-Kartenversorgung

MOSFET-Verteilung nach Anwendung:

AON5820 (N-Channel): Bidirektionale Schalter im BQ25672 (Ladungspumpe verfügbar)
AO3401A (P-Channel): SD-Karten- und VRTC-Schalter (nur 3,3V-Logik verfügbar)

Diese differenzierte Auswahl optimiert sowohl die elektrischen Eigenschaften als auch die Ansteuerungskompatibilität.

Anwendung im VRTC-Schalter:

Der VRTC-Pfad erfordert nur unidirektionalen Schutz (DC/DC → VRTC), daher genügt ein einzelner P-Channel MOSFET:

Konfiguration: Source an 3,3V (DC/DC), Drain an VRTC
Logik: Gate LOW → VRTC aktiv, Gate HIGH → VRTC getrennt
Vorteil: Bei Ausfall bleibt VRTC isoliert vom DC/DC-Converter

Thermische Auslegung (VRTC-Schalter bei 2 mA):

Bei den geringen Strömen im VRTC-Pfad ist die Verlustleistung vernachlässigbar:

P_{loss} = I^2 \times R_{DS(on)} = (2\text{ mA})^2 \times 50\text{ mΩ} ≈ 0,2\text{ μW}

Anwendung bei SD-Kartenversorgung:

Für die SD-Kartenversorgung wird der AO3401A (P-Channel) verwendet, da nur 3,3V Gate-Spannung verfügbar ist.

MOSFET-Auswahl für 3,3V-Logik:

Problem mit N-Channel (AON5820): VGS = 3,3V reicht nicht für vollständiges Durchschalten
Lösung P-Channel (AO3401A): VGS = 0V → EIN, VGS = 3,3V → AUS
RDS(on) bei VGS = -3,3V: 50 mΩ typ. (deutlich besser als N-Channel bei unzureichender VGS)

Thermische Auslegung (SD-Karte bei Schreibvorgängen):

Maximaler Schreibstrom: 100 mA (kurzzeitig)
Verlustleistung: P_{loss} = I^2 \times R_{DS(on)} = (100\text{ mA})^2 \times 50\text{ mΩ} = 500\text{ μW}
Temperaturerhöhung: \Delta T = 500\text{ μW} \times 250\text{ K/W} = 0,125\text{ K}
Spannungsabfall: V_{drop} = I \times R_{DS(on)} = 100\text{ mA} \times 50\text{ mΩ} = 5\text{ mV}

Soft-Start-Auslegung mittels RC-Gatebeschaltung:

Die SD-Karte ist mit 10 μF + 100 nF gepuffert. Um Einschaltströme zu begrenzen, wird eine RC-Schaltung am Gate implementiert:

Auslegungskriterien:

Kondensatorladung: Q = C \times V = 10,1\text{ μF} \times 3,3\text{ V} = 33,3\text{ μC}
Zulässiger Ladestrom: I_{max} = 100\text{ mA} (thermisch unkritisch)
Mindest-Anstiegszeit: t_{rise,min} = \frac{Q}{I_{max}} = \frac{33,3\text{ μC}}{100\text{ mA}} = 333\text{ μs}

RC-Dimensionierung:

Gate-Kapazität des AO3401A: C_{gate} ≈ 350\text{ pF}
Mindest-Gate-Zeitkonstante: \tau_{gate,min} = \frac{t_{rise,min}}{3} ≈ 100\text{ μs}
Auslegungsformel: R_{min} = \frac{\tau_{gate,min}}{C_{gewählt}}

Praktische Beispiele:

Mit C = 100 nF: R_{min} = \frac{100\text{ μs}}{100\text{ nF}} = 1\text{ kΩ}
Mit C = 10 nF: R_{min} = \frac{100\text{ μs}}{10\text{ nF}} = 10\text{ kΩ}
Mit C = 1 nF: R_{min} = \frac{100\text{ μs}}{1\text{ nF}} = 100\text{ kΩ}

Empfohlene Beschaltung:

Mindestempfehlung: R = 1 kΩ, C = 100 nF (schnell und verfügbar)
Konservativ: R = 10 kΩ, C = 10 nF (langsamere Flanken)

Bewertung 1 kΩ/100 nF:

Anstiegszeit: ≈ 300 μs (3 × τ = 3 × 100 μs)
Ladestrom bleibt unter 100 mA
Spannungsabfall nur 5 mV → vernachlässigbar
Schnelle SD-Karten-Verfügbarkeit für zeitkritische Anwendungen

Alle Anwendungsfälle liegen deutlich innerhalb der Spezifikationsgrenzen.

Referenzen und Datenblätter

Alle Datenblätter der verwendeten Bauteile sind in diesem Repository verfügbar:

Energiemanagement-ICs

XB4908A - Li-Ion-Schutzschaltung mit integrierten MOSFETs (XySemi)
bq27441-G1 - Fuel Gauge IC (Texas Instruments)
BQ25672 - Hochintegrierter Buck-Boost-Lader mit Power-Multiplexer (Texas Instruments)

USB-Erkennung

bq24230 - USB-Ladegeräteerkennung und -charakterisierung (Texas Instruments)

Spannungsregler

TPS63020 - Hocheffizienter 3,3-V-Buck-Boost-Wandler (Texas Instruments)
XC6206P332MR-G - Ultra-Low-Power 3,3-V-LDO-Regler (Torex Semiconductor)
TPS2116 - Intelligenter Power-Multiplexer mit automatischer Umschaltung (Texas Instruments)

Diskrete Halbleiter

AO3400A - N-Kanal-Logic-Level-MOSFET für digitale Schaltanwendungen (Alpha & Omega Semiconductor)
AO3401A - P-Kanal-Logic-Level-MOSFET für digitale Schaltanwendungen (Alpha & Omega Semiconductor)
AON5820 - Dual-N-Kanal-Power-MOSFET für bidirektionale Schalter bis 3 A (Alpha & Omega Semiconductor)

Dokument-Version: 2.0
Letzte Aktualisierung: Oktober 2025
Status: Aktualisiert für finale Bauteilauswahl

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Hardware-Dokumentation: Energieversorgung

Inhaltsverzeichnis

Übersicht

Primäre Energiequellen

Interne Spannungsversorgungen

Systemarchitektur

Detailbeschreibung

Externe Energiequellen

USB-C-Anschluss

Debug-Anschluss

Batteriesystem

Li-Ion-Akku

Akkuschutzschaltung

Thermische Auslegung:

Fuel Gauge

Temperaturerfassung:

Backup-Batterie (CR1220)

Energiebilanzierung

Ausgangsdaten

Verbrauchsanalyse

Spannungswandlung

Ladeschaltung

Buck-Boost-Wandler (3,3 V)

Technische Vorteile:

DC/DC-Enable-Logik (Soft-Latch-System)

Übersicht

Funktionsbeschreibung

Schlüsselkomponenten

SD-Karten-Schalter

Low-Dropout-Regulator (3,3 V)

Schlüsselparameter:

VRTC-Multiplexer

Bauteilauslegung

Ladeelektronik

Induktivitäten

Eingangs-MOSFETs

N-Kanal-MOSFETs

P-Kanal-MOSFETs

Allgemeine Anwendungen

Hochstrom-Anwendungen

MOSFET-Verteilung nach Anwendung:

Anwendung im VRTC-Schalter:

Thermische Auslegung (VRTC-Schalter bei 2 mA):

Anwendung bei SD-Kartenversorgung:

MOSFET-Auswahl für 3,3V-Logik:

Thermische Auslegung (SD-Karte bei Schreibvorgängen):

Soft-Start-Auslegung mittels RC-Gatebeschaltung:

Auslegungskriterien:

RC-Dimensionierung:

Praktische Beispiele:

Empfohlene Beschaltung:

Bewertung 1 kΩ/100 nF:

Referenzen und Datenblätter

Energiemanagement-ICs

USB-Erkennung

Spannungsregler

Diskrete Halbleiter

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